浅谈如何提升轻载能效及降低待机功耗

4月 21, 2010

作者：资深技术行销部工程师王仁波

随着家用电器、视听产品的普及，办公自动化的广泛应用和网络化的不断发展，越来越多的产品具有了待机功能，以随时满足使用者的要求。这些新产品、新技术在极大地方便我们生活的同时，也造成了大量的能源浪费。，“能源之星”等规范标准在致力于提升这些设备所用电源工作能效的同时，也注重提升轻载能效及降低待机能耗。

对于一个反激式开关电源而言，我们可以通过以下几个方面来提升轻载效率和待机功耗：

1. 开关MOSFET的损耗通常可以分为导通损耗、开关损耗、驱动损耗等。前两种是MOSFET的主要损耗。在轻载和空载情况下，原边电流的峰值和有效值都会明显降低，这时候的开关损耗是主导因素。而开关损耗与Vds电压、开关频率有着直接的关系。因此，减少MOSFET在轻载和空载时的损耗，可以通过使用QRC 模式的反激芯片和具有降频、间歇工作方式的芯片来实现；

2. 使用具有HV启动功能的芯片，这样可以避免启动电阻产生的损耗。另外，要选择合适的X电容泄放电阻；

3. 对反馈线路的优化。选择CTR高的光耦、低工作电流的基准431以及较大的输出电压取样电阻都可以一定程度的降低待机功耗。当然，同时也要考虑到对Dynamic的影响；

4. 对吸收线路的优化。传统的RCD嵌位线路会造成比较大的损耗，相对而言，使用TVS嵌位也可以提升轻载能效和待机功耗；
此外，使用ZFB比较大的芯片，以及优化变压器的设计也会起到一定的积极作用。

总之，提升反激式开关电源的轻载能效及降低待机功耗，需要对反激式拓扑线路做详细的分析，抓住每一个损耗的源头，一点一滴的累积并提高，才能最大限度的满足日益严格的需求。

LLC变压器设计点滴

4月 3, 2010

作者：技术行销部经理李安裕

LLC拓扑的谐振式变换器有着零电压开关、器件的电压应力低等特点，非常适合在一些高效大功率电源的应用上。近来随着LLC谐振式电源的广泛应用，越来越多的人问到我关于LLC变压器的设计问题，我在这里例举了几个有代表性的问题，供大家在设计的时候做参考。

- 变压器的饱和问题：
我的变压器设计的工作磁感应强度Bm并不高，为什么我的LLC变压器磁芯温度很高？
由于LLC变压器工作在LC谐振状态，LC谐振回路有个特点就是Q值问题，在这里Q值是大于1的，因而就会有实际加在变压器上的电压要比输入电压高的问题，因而在设计变压器的时候就必须考虑到这一点，否则变压器就不是工作在你设计的磁感应强度上。
由于输入电压高的时候，开关频率也比较高，谐振回路的增益也比较低，饱和的问题不大；但当输入是低压的时候，开关频率比较低，LLC谐振回路的增益较大，因而比较容易发生变压器饱和的问题。因而在计算变压器需要的最小匝数时，就必须乘上一个你设计的增益系数。考虑到漏感的影响，保守的做法还得乘上耦合系数的倒数。

- 线径的选择问题:
为什么老化的时候测到的绕组温度很高？
LLC变压器工作在高频模式下，交变磁场下的导体除了我们所熟知的趋附效应（Skin effect）外，还会反生一个接近效应（Proximity effect）。趋附效应是导体本身磁场对自己的影响，而接近效应是相邻导体产生的磁场对它的影响。和反激的变压器不同，LLC的变压器原边的绕组都绕在一边，电流都是同一个方向，随着绕组层数的增加，接近效应就愈发明显，因而我们就需要选用更细的线径和更多的股数来解决问题。

- 变压器原副边匝数问题:
为什么实际的工作频率和我设计的工作频率点偏离很多？
 这个问题牵扯的原因很多，不太好分析。但我观察很多设计过程中，大家都是先设计好原边的匝数后，根据变比来计算付边匝数。这样一来会有个问题，就是计算出来的付边匝数大都不是整数，大家都喜欢四舍五入来取整，这样就带来一个问题。由于付边的匝数很少，四舍五入引起的误差比率就会很大。在这里，我们可以根据计算出来的付边匝数选择一个合适的整数，通过变比反推原边的匝数，然后取整。由于原边的匝数较多，取整带来的误差就相对较小。

- 空载电压的问题:
为什么我的轻载电压或空载电压偏高很多？
 这个问题的因素也比较多。其中之一是当付边的绕组的匝数或层数较多的时候，层间或匝间寄生电容和付边的漏感发生一个寄生的振荡，轻载的时候，这个振铃的幅度会达到很高，导致输出电压比设计的要高许多。我们可以通过付边每绕一层后加绕一层胶带来减低寄生电容，正向的和反向的绕组不采用通常的并绕方式，而采用分层的绕法来抑制这种寄生振荡。
 
 今天就讲这么多了，谢谢大家。

高效率电源为何需要软切换技术

3月 16, 2010

Efficiency 博士：

最近做高效率电源的时候，常听到软切换(soft switching)这个名词。请问什么是软切换？为什么高效率电源都要做软切换呢(soft switching)?

亲爱的甄歆仁：

    我想这要先从功率损耗的观点来切入您的问题。既然要做高效率电源，那么降低功率损耗便是一个很重要的部份。对于半导体开关而言，功率损耗主要来自于传导损失（conduction loss）和切换损失（switching loss）。一般没有对切换方法做特殊处理的转换器，常用的返驰式转换器（Fly-back converter）或顺向式转换器（Forward converter），主开关在切换的时候，必须中断当时流过整个功率组件的电流，因此会产生很高的切换应力，乃至正比于切换频率的切换损失。这种损失在现今追求轻、薄型的高效率电源趋势下，会显得更加严重。

图一，开关切换时电压电流交越的功率损失

为了降低重量缩小体积，切换频率的提高是必然的结果，但随之而来的就是较高的切换损失所造成的散热问题。

 切换损失可以分为以下三种：1. 电压电流切换时的交越损失；2.半导体开关上的寄生电容损失；3.半导体开关逆向回复时间的损失。

图二 导通时切换损失

图三 截止时切换损失

无论是以上哪种损失，均与切换当时的电压以及电流有着不小的关联。既然如此，那我们利用特殊的控制方式或是拓朴结构，降低在切换当时开关上的电压电流，就可以达到降低切换损失的目的。而这种降低切换时开关电压或电流的方法就统称软切换（Soft-switching），其中又可分为波谷切换（Valley switching），零电压切换（Zero voltage switching）以及零电流切换（Zero current switching）等。

 那么，为什么高效率电源都要做软切换呢？我想答案很显而易见。对于相同的组件以及输出功率下，理论上采用软切换可以有效的降低开关组件上的损失，损失减少了，自然效率就能够提高。目前很多IC厂都有出各种控制方式的IC以达到降低切换损失的目的，以Fairchild为例，有波谷切换的FAN6300A，FAN6921MR，零电压切换则有FAN7621、FSFR-series for LLC、FSFA-series for AHB等。若你有兴趣，详细的控制方式下次我们再探讨吧。

满足节能要求的85+ ATX电脑电源方案

2月 26, 2010

作者：技术行销部经理钱家法

从现在开始的几年里，82+和85+ ATX电脑电源的市场占有率将会接近50%。就目前的方案而言80+到82+较容易实现，85+以上的方案仍具有一定的挑战性。LLC和AHB作为主电源的方案是较易达到效率要求，但是技术门槛较高，可靠性对设计者要求较高，而普通CCM PFC，双管正激主电源加上同步整流输出的方案则较易设计。

PFC和主电源PWM可以采用集成的FAN4800A/C,FAN4801/2系列，主电源产生一个主输出，主输出经过同步整流的DC/DC产生3.3V和5V，如使用双路DC/DC控制器SG1577A。主输出亦采用同步整流，控制方式有两种：一种是驱动信号来源于二次侧，与一次侧没有物理连接，但是这种方式可控性稍差，效率可能达不到最好；另一种是驱动信号来源于一次侧PWM输出，并经过延时处理，采用隔离驱动变压器输出控制次级MOSFET，这种方式的好处是同步可控很好，效率和可靠性都容易得到保证。目前可以采用FAN6210采集主PWM信号，然后产生双管正激驱动信号和输出同步整流延时信号即可。

整个方案控制简单，技术门槛很低，设计容易，效率和可靠性都得到保证。

CFL将广泛使用

2月 12, 2010

EFFICIENCY博士：

你好。听说上海市明年将启动“千万节能灯进家庭”活动，在全市推广使用节能灯1000万只以上；而2009年上海已经向社区和家庭推广约400万只节能灯了。看来节能灯的市场前景广阔。针对此应用Fairchild有什么具体的方案吗？
“Question Boy”

Question Boy, 你好：

节能灯CFL（Compact Fluorescent Lamp）市场前景确实非常广阔。与传统的白炽灯相比，CFL具有明显的节能优势，能降低高达80%的能耗。因此，节能灯在民用和商业领域广受欢迎，世界各国也都在禁用白炽灯，大力推广CFL。据有关调研公司预测，各类CFL产品的年销量到2012年有望突破50亿件。

Fairchild在LED、CFL、LFL以及HID等照明类的应用上都有全面的、成熟的方案。针对CFL应用，我们有FAN7711和FAN7710V等产品。前者是一颗专用的控制芯片，可以配合外部MOSFET来实现CFL Ballast系统的设计；后者是一颗控制芯片与两颗MOSFET集成的产品，相对来说，这种高度集成的产品可以减少外围元器件的数量并且节省空间。这对CFL的设计是相当重要的，因为它们对体积都有着非常高的要求。这些产品还有很多共同的特点：通过选择合适的CPH(preheating time set capacitor)电容来调整预热、启动时间，进而可以延长灯的寿命；在启动以后以ZVS模式工作；无需外围器件就可以实现“开灯”(open-lamp)状态的检测以实现保护等等。

另外，我们还有FAN7387V、PFC 控制芯片以及多种规格的MOSFET可供CFL设计选择.有兴趣见面一起讨论一下？
Dr. Efficiency

传导损失与切换损失

1月 25, 2010

Efficiency 博士：

您好！请问一下，当我在顺向式转换器架构上使用同步整流线路的时候，为什麽使用耐电流较大及R_DSON较低的同步整流MOSFET之後，效率却没有显着提升呢？耐电流大以及R_DSON低的MOSFET，不是应该提升效率吗？这是什麽缘故？

王小明：

    您好！您的观念是没错的，但是也只讲对一半。关於这个问题，我们必须从两个方面来切入。

以半导体开关而言，所谓的功率损耗主要来自於两个方面，一个是传导损失(conduction loss) 另一个是切换损失(Switching loss)。传导损失分来自: R_DSON的损失与I_D在dead time区间流经body diode的损失。切换损失的成份大略可以分为三种：来自於MOSFET从截止到导通以及导通转态到截止时电流与电压的交越，寄生电容Coss在切换上的能量损耗，以及MOSFET的body diode本身trr时间造成的影响。

传导损失
1.  P_{Loss,conduction} = I²_{DS-conduction, RMS}  * R_DS,ON

2.  P_{Loss,conduction} = I_{DS-dead time, RMS}  * V_SD

切换损失

1.  P_{Loss,switching, 1} = f_switching  * ∫₀^total V_DS * I_Ddt

2.  P_{Loss,switching, 2} = ½ C_ossV_DS²f_switching  

3.  P_{Loss,switching, 3} = ¼ I_DSt_rrV_DSf_switching  

由上列式子可以看出来，切换损失与切换频率有着相当的关联性。又，对於在dead time区间的传导损失来说，因为dead time通常为固定，故此损失比重将会随着切换频率提高或降低而改变。一般而言，在固定功率输出下，频率越高则切换损失所占的成份越大，而频率降低的时候传导损失所占的比例增加。

以切换损失成份分析而言，在同步整流架构中，由於在MOSFET导通前body diode会先被飞轮电流给导通，一般而言body diode的导通压降均小於2V，故式(1)的成份所的影响不大。

式(2)代表的是MOSFET上寄生电容对於切换的影响，由於Coss为汲极到源极的等效电容，其上的跨压为Vds上所承受的跨压相等，此损失将与切换频率以及Vds跨压成正比。若要验证是否大部分的损失来自於Coss，我们可以在汲极到源极端并联小电容使两颗MOSFET的Coss接近，利用算式分析即可了解效率是否因此而无法显着提升。

最後，在顺向式半桥架构，二次侧电流常保持在连续电流模式下，故trr对於切换损失的影响也不容小觑。要分辨是否效率无法提升的原因是源於trr的影响，我们可以在整流MOSFET端并联一个萧特基二极体(schottky diode )，若是并联之後发现效率明显提升了，那麽在选用SR MOSFET时候，挑选trr较低的MOSFET会有比较好的效果。

那麽，回到你的问题，以同系列的MOSFET而言，R_DSON越低带来较大寄生电容值。举例来说，Fairchild的FDP047N10和FDP100N10，FDP047N10的R_DSON为4.7mohm，Coss为1500pF；FDP100N10的R_DSON为10mohm但Coss为710pF。换句话说，在切换频率较高的情况下，尽管FDP047N10的R_DSON较低，但较大的Coss带来的切换损失也会提高，其他诸如Qg等参数以及MOSFET本身寄生二极体的参数也会影响整体功率消耗的表现，使得效率未必会因为Rds的降低显着提升。所以在选用MOSFET上，除了R_DSON为考量依据外，寄生元件特性也是一个很重要的因素呢！

不知道这样解释您是否满意？

唉啊～我的咖啡瘾又犯了，一起喝一杯吧？

峰值电流模式PWM和斜坡补偿

1月 5, 2010

Efficiency博士：

您好！为什么我设计的电源会出现输出占空比一大一小呢？占空比大的脉冲基本上达到最大导通时间，仅占空比小的脉冲还有调整的能力。我用的是UC3842的PWM控制芯片，我检查了反馈信号和输入电压都很平滑。这种现象是不是我PCB布板不合适导致干扰的缘故？它有什么坏处？该如何解决这种问题。    －张先生

张先生：

您好！基于你使用的电路架构，你的电源采用的是峰值电流模式PWM，我觉得应该是出现了次谐波振荡现象。

峰值电流模式PWM控制技术具有优越的负载调整特性和抗输入干扰能力，容易实现限流或过流保护，反馈系统比较稳定且易于补偿，因而应用得非常广泛。但峰值电流模式PWM有个特点，当占空比超过0.5且处于CCM模式时，电感电流上升的曲线和控制电平的夹角要小于下降曲线同控制电平间的夹角时，这时候从几何计算上来看，假设上一个周期电感初始电流反生一个小小扰动，到下个周期开始时，电感电流扰动是增大的，这样扰动经过几个开关周期的逐渐积累后，最后就会出现占空比一大一小的现象，这就是我们说的次谐波振荡。它是采用峰值电流模式PWM的开环系统本身所具有的特点，并不是由于反馈问题或PCB布板导致的干扰。从这里我们也可以知道，并不是D<0.5就不会发生次谐波振荡，而是取决于电感电流上升和下降曲线同控制电平的夹角大小问题。

次谐波振荡现象会导致系统开环不稳定、抗干扰能力变弱，严重的情况下，导致等效的开关频率减半、输出功率下降。因而可以让设计的占空比<0.5，或引入斜坡补偿。斜坡补偿就是在检测到的电流信号里叠加一个固定斜率的斜坡信号，或者在控制电平里叠加一个反向的斜坡信号，来加大电流信号同控制电平相交的夹角，减少次谐波振荡的发生，扩大可用的占空比范围。

但是斜坡补偿量过大将使系统失去峰值电流模式PWM的优点，而特性随着补偿量的加大则越趋近于电压模式PWM，因而设计合理的斜坡补偿量是关键。为了方便工程师设计，Fairchild新一代FAN675X系列峰值电流模式PWM IC就内置了斜坡补偿功能，这样你在设计上就可以更大范围地选择占空比，而且IC在最大占空比上做了限制，这样即使发生次谐波振荡时，次谐波振荡的情况也会比较轻微，对系统的影响也就比较小。这样你就不用再为增加谐波补偿而费脑筋了。

好了，不知道我这样解释你满意不。一起喝杯咖啡？

为高效率大功率LED路灯做些什么?

12月 16, 2009

作者：技术行销部经理钱家法

在中国，目前LED路灯的功率段大约是100~250W,能够正确使用LED的情况下，此路灯的优点就不必再啰嗦了。那我们就说说为了实现它的优点我们能做些什么。高效率，大功率密度，高可靠性，高性价比自然就是首要的考虑因素。

对于照明，不太高的功率都已经对PFC有要求，大功率的情况下，PFC级加上DC/DC级已经成为较为通行的方法，我国的电网电压是220V，在效率和性价比的平衡下，临界导通方式PFC自然成为首选，如FAN7530、FAN6961。只需使用很少的零件。Rds(on)很低的MOSFET系列，如SupreMOS^TM，更能减少开关和导通损耗。可用在升压输出的，Vf较低的HyperFAST 2高压二极管系列也能减少其本身导通损耗。

至于后级DC/DC的拓扑，选择似乎很多，如准谐振，双管正激，有源箝位，LLC，不对称半桥（AHB）等等。驱动电源的输出通常比较高，在100W左右情况下，准谐振搭配同步整流就可实现高达92.5%的整机效率，而且Fairchild还将准谐振和临界导通方式PFC集成在一个封装里（FAN6921），周边零件更少，控制更简单。另一种更受欢迎的拓扑自然是零电压开关了，LLC和不对称半桥（AHB）都能使用非常简单的电路结构实现两个桥臂零电压工作，而使用集成漏感则进一步降低电路的复杂程度，Fairchild更提供了控制器与两个MOSFET封装在一起的高集成度方案（LLC：FSFR系列，AHB：FSFA2100），外围零件非常少，内部MOSFET的体内二极管更具有快速恢复特性，减小桥臂直通的机会，使得我们享受高效率的同时得到更高的可靠性。输出电压较高时LLC更有优势，输出电压较低时，不对称半桥（AHB）更易于实现自驱动同步整流，两者效率都可达93~94%以上。

以上的方案只用很少零件，高的集成度实现了高效率，提高了功率密度，有效减小散热，自然可靠性也得到提高。