零ESR滤波电容对反馈回路补偿的影响

5月 17, 2010

FAE博士：
我出于好意做了一个调整，将电压模式控制DC-DC电源中的输出滤波电容换成了零等效串联电阻(zero-ESR)。调整后，电源在负载快速变化时却变得不稳定，把我老板气坏了。是不是任何调整都得付出代价？- 心急人

心急人：
这个问题其实很简单……有一点让我常常觉得奇怪，就是人们总爱把事情变得复杂化。如果你设计的是反馈回路，那么负反馈就是你忠实的朋友，对稳定性有好处；而正反馈则会把你的放大器变成一个震荡器。反馈回路使用的是反相放大器，相移为180度。但还有一些其它的因素会影响这个180度相移，如果影响过大，就会超过你的裕度，可能将友好的负反馈变成危险的正反馈。

除提到你的电源为电压模式控制外，你没给我任何有关电路的细节，但这不妨碍我回答你的问题。一个人智商很高(顺带一提，是181)有这个好处：对这类电路细节，即使你没有说清楚，我也几乎了如指掌。你使用了一个降压转换器，其输出有一个类似下图所示的LC电路：

图1：SPICE仿真

假设电容的ESR为零，该LC就是一个低通滤波器，其-3db拐点频率为：

 这是一个双极电路，因此其拐点频率以上的频响曲线斜率为-40dB/decade(12分贝/倍频程)。图1的SPICE仿真结果可看到这一点。请注意拐点频率附近的输出特征谐振“峰”(图中实线)和0到180度快速相位变化(图中虚线)。由于相位变化很快，回路很难稳定。该频率附近的任何信号都会很快变成正反馈信号。怎么了得！

作为经验之谈，当电路(指单极电路)处于最大相位滞后为90度的零增益时，频响曲线斜率最好为-20dB/decade (6分贝/倍频程)。那就要有办法将-40dB/decade变为-20dB/decade而不需增加任何成本。我们可用一个寄生元件来实现这样的频响…即借助电容的ESR来实现零增益时所希望的频响。

电阻RESR和电容CAP构成的RC电路的拐点频率为：

 在该拐点频率以上，频响曲线的斜率从-40dB/decade变成 -20db/decade….这正是零增益时我们想要的结果。就让我们来看看，在我们感兴趣的频率范围内增加一个适当的串联ESR(100毫欧)，频响会怎样?

图2：增加电容ESR

注意：现在的相位是按90度变化，而不是180度。

ESR最好小点，毕竟ESR上的损耗意味着能量浪费。因此，人们都喜欢ESR为零的电容(包括陶瓷电容)。不过，我们还必须考虑电源回路的设计。通常，这相当于在单零点(Type-2)补偿电路上添加一个电容来构成一个双零点(Type-3)电路。如果有机会的话，我很乐意在以后再详细讨论这种双零点补偿电路。另一个简化反馈电路的方法是使用电流模式控制(这种模式允许我们将输出等效成一个电流源，并将滤波电感从反馈回路去除。不过，这不是我们今天要谈论的话题)。

我很乐意解决你所有的问题，甚至包括那些与技术无关的问题。

所以我现在就回答你最后的问题：是否任何调整都得付出代价？的确如此。这可是个令人无奈的事实啊。

参考资料：
Abe Pressman’s Switching Power Supply Design (Second Edition) McGraw-Hill
Optimum Feedback Amplifier Design for Control Systems, Timothy E. Biesecker (http://www.venable.biz/tp-03.pdf)

标签：buck converter, DC:DC power supply, feedback loop, Zero ESR Filter Capacitors

FAE博士信箱：为啥要用反馈回路？

11月 19, 2009

FAE博士：

你好！我注意到你们的许多竞争对手在参考设计中都没有使用反馈回路，而你们某些器件也没有反馈回路 (例如微型0.6A 6MHz FAN5361稳压器 http://www.fairchildsemi.com/pf/FA/FAN5361.html) 。但是另外一些器件，如全新4A集成式稳压器FAN21SV04 (http://www.fairchildsemi.com/pf/FA/FAN21SV04.html) 却使用了外部反馈回路。我想知道这是为什么呢？如果可以选择的话，我可不想在外部部件和复杂的电路分析方面浪费时间。所以如果你们不生产带有反馈回路的器件，我的生活就幸福多了。    —  郝马凡

郝马凡先生：

如果你只是想过所谓的幸福生活，你大可以将我们的器件连接到一个运作良好的负载上，使用运作良好的电源， 而我们就卖给你一堆采用华丽封装的昂贵电阻，大赚一笔。(笑)

言归正传，大多数提供稳定输出的器件都带有反馈回路，用作控制和提升稳定性。而某些时候，这一反馈回路会埋藏在器件内部…….这样，我们便会设计一个控制回路，以确保在客户的任何电路中都运作良好。即使一个简单如低压降 (LDO) 稳压器的器件，也具有一个来自输出的反馈回路，以控制信道晶体管的传导。而这正是负载运作不佳、电路板布局不良或旁路电容器选择不当时，输出能够极少发生振荡的原因所在。在反馈回路中，我们总是试图平衡响应的突出性 (稳压器会响应负载变化的速度)，在温度变化、器件变更、最差电路和器件影响的情况下保持稳定性。不过，这也会带来了某些人感觉不良的波特图 (Bode plot)、相位/增益裕量。

因此，如果你在设计中使用FAN21SV04这样的器件，并用到外部反馈回路组件，我们就是为你提供了这种服务：让你可以调整反馈补偿以满足设计的瞬变要求。这样说，我希望你会同意我们的见解：加入反馈回路将使你的生活变得更加幸福。

不好意思，我有约，得出门了……

FAE博士信箱：电源控制器的电压前馈功能

11月 5, 2009

“FAE博士，你们许多电源控制器都具有电压前馈功能，请解释一下它的优点好吗？”–    布晓德

布晓德：
谢谢您的提问。

我的智商高达181，解释电压前馈的优势当然没问题了。而且，我还知道你接下来要问什幺，所以我将会详细说明……

今天早上，我在咖啡店一边喝着热咖啡，一边阅读Kreck 和Lück撰写的一篇关于Novikov猜想 (几何和代数) 的评论，其中有这幺一段：

最后，我们要提出任意整数n定理16.2的证明。我们的想法是采用归纳法，如果f是 Tⁿ X P 上的一个微分同胚 (diffeomorphism)，而P是一个连通流形，那幺同样的命题在 N^n-1 X P上也成立。

我的想法可用Erickson 和Maksimovich在 《功率电子基础》(Fundamentals of Power Electronics)中给出的一个转换函数更清楚地表达出来：

从这个公式可以清楚地看出，输入电压不是变量，即这里包含了一个假设：输入电压不变。增加输入电压变量将使转换关系变得很复杂。

“可是，博士，我觉得你这个解释不太好懂呢。”
-    布晓德

布晓德：
那好吧，我就不用这个简单明了的公式了。DC-DC转换器的控制回路是这样运作的，对输出电压进行采样，并调节电源系统的脉冲宽度调制 (PWM)；而控制回路的作用则是：如果输出电压改变，那幺我们就调节电源来抵消这种变化，从而保持输出电压的稳定。

然而，如果输入电压有变化，电源也必须响应这种变化。我们可以等待输入电压变化的影响在电源输出端出现，然后采取措施。但若能采用某种直接的且不增加反馈回路复杂性的控制方法来监视输入电压，并立即调节PWM，不必等到输出电压出现变化，那岂不是更好？

这正是电压前馈技术的优势所在。

我们的方法是让输入电压直接调制PWM脉冲上升沿的坡度。输入电压增加，上升沿坡度也增加，更快地与反馈信号交叉，从而缩短输出控制脉冲。这样你明白吗？因此，增加输入电压将会减小PWM控制信号偏离到输出电压控制回路之外。

好了，不好意思，我现在想打个打盹了……

为什么我的FET老是搞不好？

10月 22, 2009

我们先向大家介绍我们的新博客作者Fred A. Engleberry博士(FAE博士)，他持有 Muckton Institute of Talknology 學院(簡稱MIT) 的博士学位，在应用科技领域拥有数以月計的宝贵经验。我们很高兴邀请FAE博士来回答世界各地客户的问题。

这次我们将解答General Specificies Inc.的康步清先生 的问题：“为什么我的FET老是搞不好？” 就让我们将这个问题交给FAE博士。

康步清，首先你可能以为我们会仔细查问许多关于设计的恼人问题，例如：现在的运作频率是多少？栅极驱动电路的设计如何？负载是什么？电源电压如何？有些设计工程师可能会试图找出设计是否超过器件可能承受的范围，所以出现雪崩状况，又或是栅级驱动是否不充足或发生振荡、负载是否为感性、电压尖刺是否过于接近栅极或漏极上的击穿电压，或者是总体封装功耗是否过大，诸如此类……

然而，我们要说的是，只要一看你的电路图和材料清单，便不难发现问题所在：根据电路图中所标注，你的设计栅级电阻R42，应当为1ohm，但是材料清單上显示的电阻值却有1,000 ohm。当你使用数值合适的电阻来代替这个电阻，便会发现FET导通和关断的上升和下降时间都会变得合理，而且更可以避免栅极振荡，這樣你的FET设计自然变得稳健可靠。

需要更多FET的信息嗎？请访问MOSFET网站http://fairchildsemi.com/products/mosfets/index.html