uSerDes™作为Fairchild一个技术含量比较高的产品,虽然在国际大厂早就被接受并使用，但是在中国市场耕耘多年，近两年才屡有斩获,仔细想想，必有深层次原因。笔者根据这几年uSerDes™产品应用的经验，从市场和产品本身两方面着手，略有所得，愿与君共享。

目前市场方面，uSerDes™的应用背景主要是在翻盖机、滑盖机或旋转机中。在当前中国市场，直板机仍是主流，这是uSerDes™应用局限性之一,不过随着市场对产品各种各样特性的深度挖掘，旋转机特别是带有电视功能的旋转机也越来越受到市场的青睐。其二，中国的手机设计市场有其独特性，IDH（手机设计公司）是以open bom或者PCBA的方式向他们的客户出售，而一些接口器件和电子配件是他们的客户自行采购，所以IDH更希望的是他们的open bom或者PCBA的总体价格比较低，这样才能在残酷的市场竞争中胜出.目前的这种现状也是uSerDes™能为客户的研发工程师所接受，但是目前未广泛应用的根本原因。从uSerDes™在中国大陆客户的成功案例中我们也不难看出，有其自身品牌或者卖整机给其客户的,更易于给我们带来机会，值得深度挖掘。当然，如果越来越多的IDH客户也能逐步认识到uSerDes™带来的价值，并根据自身需要去驱动此类产品的设计，将会形成一个多赢的局面。 

接下来从产品本身，我们去看看uSerDes™到底是什么样的产品，会给客户带来什么样的价值。uSerDes™即uSeralizer和Deseralizer的简称，目的在于将系统并行的总线调制成串行总线传输，然后再将串行的总线解调成并行总线供外设使用，应用在翻盖机、滑盖机或旋转机中，减少传输过程中的并行总线数量，提高系统可靠性，并提供强大的EMI抑制能力和ESD保护能力，提升系统整体性能，简化系统接口设计，给结构工程师带来更多的可操作空间。uSerDes™在Fairchild有两大类，如FIN324C/FIN224AC以及新产品FIN424C/FIN425C为一类，给LCD使用，FIN212AC/FIN210AC则为另一类，供Camera传输使用。uSerDes™是基于CTL的传输技术，是一个并->串->并的转换过程，所以读者不难想象，其串行数据是速度非常快的小信号,这将在设计中对设计者提出更高的要求，特别是在器件布局、走线、板层的堆叠上有其独特的要求。随着这几年Fairchild在该产品的大力推广，现场demo以及现场调试，以及实验室调试和数据分析，已经建立了一套完善的调试流程和强大的调试能力，使越来越多的研发工程师理解uSerDes™原理,信服uSerDes™的效果并在实践中提高了其自身的uSerDes™调试和解决问题能力.经过这几年的发展，uSerDes™产品在研发工程师的眼中从一个复杂的，难以接受的产品演变成可以接受，时至今日成为愿意接受的产品。当然，这是对那些较大或者说研发能力比较强的客户而言，在经过我们和客户的多次配合,形成了一个从观念到技术能力改变的过程.

浏览更多，请登上飞兆网页：http://www.fairchildsemi.com/products/interface/userdes.html

关于作者：

Portable博士是擅长排忧解惑的“专家”，致力帮助设计人员提高电源系统效率，延长待机时间。作为业界公认的权威人士，他在数据和模拟信号的转换与多路复用方面已取得一系列的成功。

Portable博士在为便携式设备研发创新性功率及信号路径IC之余，就是在网上聊天，与众多业内朋友和全球粉丝分享自己的知识与经验。他总是“永远在线”，通过微博、QQ和各类论坛等等社交网络发帖，与所有有兴趣的人交流。

Portable博士对流行时尚非常敏感，手上总有一部最新型的便携式设备，不论是最新一代的智能电话、ebook、上网本还是MID，他总会率先抢购。

作为一个旅游族，Portable博士经常周游列国，到处游山玩水。他长期坚持打太极拳，阅读古诗词，对饮食非常讲究，以保持极佳身心状态。事实上，说他热衷于减体重，努力让自己更清瘦更聪敏，大概一点也不夸张。

一、前言
使用便携式电子产品，希望能够随时知道电池的所剩电量，所能持续的工作时间，并且据此调节相关应用，这无疑将是一个非常方便的事情，尤其适合使用智能手机的商务人士。电池电量检测技术在笔记本电脑中已经屡见不鲜，多数笔记本电脑都有电源管理的选项，提供不同的电源工作模式以及电池报警功能。但是在更加小型化的便携产品市场，这一技术却还不多见。

便携式产品提供的功能越来越纷繁，用户日益需要准确地监测电池电量，以便灵活管理可用电源，明确显示剩余工作时间，尽可能延长系统运行的时间。现在大多数手机采用的电量测量方法还比较简单，缺乏精确度。目前主流的检测方法是简单测量电池电压，估算相对应的电池剩余电量。总电量除以4或5，也就是通常能在手机屏幕上看见的4格或者5格的电量Bar，所以每格的精确度即是25%或者20%，这样的精度显然无法满足高精度要求的应用。

这种电压估测电量的方法通常如下：一块电池在放电的时候，电池的电压会随着电池电量的流失逐渐地下降。这样就可以得到一个比较简单而有效的对应关系，就是电压对应容量。通过电池正常使用（比如100mA放电）的放电曲线，对时间进行4等分，以充电限制电压为4.2V的锂电池为例，可以列出这样一个对应关系，4.20V—100%，3.85V—75%，3.75V—50%，3.60V—25%，3.40V—5%（因为手机不可能完全用光电池的电量，一般低于3.40V 时就可能自动关机了）。很显然，这种精度最高只有25%。另外，电池电压会随着RFPA的功率发射发生突变，通常会变小0.2V-0.3V。如果一味的使用电压模拟电量方法，就会误差更大。为了解决电池电压突然变小的测量问题，当前工程师们的普遍方法是利用软件算法进行均值滤波，对一段时间内的电池电压进行均值化，如果该时间段的平均电池电压确实下降了，则预估电量确实变少了，否则即认为电量并未变化。

电池电压模拟剩余电量的方法确实存在着缺陷，而通过库仑计实时监测电池消耗电量而计算剩余电量的方法则非常准确。Fairchild的FAN4010是这种应用的典型器件。它是一颗电流检测传感器，专门用于检测便携式设备电池的充电/耗电电流，能将通过精密检测电阻的电流信号转换为ADC可以检测到的电压信号，从而计算一段时间内消耗的真实电量。

二、硬件电路的典型设计
为了满足高精度的电池电量监测需求，FAN4010外加合适的应用电路并加上特定的软件控制算法，就能够很好的达到要求。如图1是FAN4010的典型应用框图。外围只需要两个电阻Rsense、Rout即构成高精度的放大电路。如图2是内部结构原理示意图，所以存在Vsense = I_load * Rsense, Vout = 0.01 * Vsense * Rout，由此两关系式可以等到I_load=100*Vout/(Rout*Rsense)，所以只要用ADC监测Vout上的电压，再除以已知的电阻值Rout和Rsense，就可以得到准确的负载消耗电流，而电流对时间进行积分，，即可以达到所消耗的电量准确值。用总电量减去准确的电量消耗值，即可得到准确的剩余电量。充电电路，则同理。

图1  FAN4010的应用框图

图2  FAN4010的内部结构原理示意图

FAN4010的典型应用图以及Rsense、Rout的选值要求如下。其中图3为电池的充电电路，图4为电池的放电电路。

图3 充电部分的参考原理图

图4 放电部分的参考原理图

Rsense(R_sense1/R_sense2)
这两个电阻串联在充电和放电的路径上。因此，我们需要一个低阻值的电流采样电阻。矛盾的是，如果Rsense太低，精度都将丢失。若Rsense选择的过大，则此电阻上的压降和功耗都很大。因此，Rsense的选择应该是理想的高精确度和所能允许电压损失的综合平衡。虽然FAN4010在Vsense值较低时采样电阻上的功耗最小，但是一个更大的Rsense值能提供更多的准确性。然而较大的Rsense会产生一个比较大的电压降，减少了可提供给负载的有效电压，这在低电压尤其电池供电的应用中会很有麻烦。正因为如此，设计中要很好地了解预期的最大允许负载电流和负载供电电压。为了获得最大化的精度，建议Rsense的选择应符合以下条件：10mV<Vsense<200mV。

Rout(R_out1/R_out2)
接到GND上的Rout这个电阻，是用来产生一个可供ADC检测到的电压信号。它的选择主要取决于两个参数：I_out(即I_load*Rsense/100)以及ADC的电压采样范围。最大的I_load产生的最大Vout不能超过ADC的最大采样电压。为了保证精度最大化，同时又希望最大的Vout能尽量接近ADC的最大采样量程。

另外，为了保证FAN4010的最大线性化，Rout的选择应满足关系式：
其中Vin为输入电压，Iout_fs的值则是表1中的对应值，在不同的最大Vsense时，其值不一样。例如，若最大的Vsense为500mV时，则Iout_fs=5mA。

Table.1 Iout_FS的选值表

Layout设计图例如图5，走线的基本原则是：FAN4010尽量靠近充电/放电路径。

图5  layout实例

三、典型的软件设计
电量计算的算法如图6，相关说明如下：
假设前提：现有两块电池，A （总容量1000mAh左右，不确定），B（总容量1500mAh左右，不确定），此2电池均可能使用在手机P上。
插入电池（开机）→→是否电池校准（默认否）→→否→→调用电池容量曲线a（默认）（若使用电池B，则修改为使用电池容量曲线b）→→通过电池端电池Vcc以及监测耗电量联合评估剩余电量百分比。
                                         →→是→→若要校准，请保证该电池已经充满电→→选择校准曲线，a 还是 b? →→记录最高端电池Vcc-h，默认此时电池电量百分比100%→→按每一可计算时间段，分别监测耗电量 ，以及电池端电压→→一直使用到电池没电，自动关机，记录此状态电压Vcc-l以及默认此时电池百分比0%，计算总的电量损耗Q，此Q即为以后容量曲线的total Q。

图6  软件流程图

数字电视在全球范围的应用，让消费者体验到以往CRT电视所没有的高分辨率。液晶电视则是发挥数字电视优势的下一代家电设备。因而消费者正不断需要屏幕更大、更薄、功耗更低、分辨率更高、价格更低的电视机。

采用高压背光逆变器来替代现有的低压背光逆变器，是提高液晶电视性能并降低整体系统成本的手段之一。

采用高压背光逆变器的优点在于：逆变器直接连接功率因数校正(power factor correction, PFC)级，无需DC-DC转换器；而低压背光逆变器则需要在PFC级之后添加一个DC-DC转换器。事实上，在高压背光逆变器解决方案中，为其它负载供电所用的DC-DC转换器只需处理整个液晶电视约30%的功率，这是因为液晶电视中背光单元的典型功耗占总功耗的70%。因此，采用高压背光逆变器能够降低DC-DC转换器中变压器和MOSFET的成本。

高压逆变器通常采用半桥电路拓扑架构。不过，由于半桥电路很难在每种状况下都实现零电压开关(Zero Voltage Switching, ZVS)，因此，一般需要将阻隔二极管(blocking diode)与MOSFET串联，同时并联一个快速恢复二极管(fast recovery diode, FRD)。

虽然MOSFET本身内置了二极管，但如果半桥电路没有在ZVS状态下工作，那么内置二极管的反向恢复电流在该MOSFET导通时就会流入其它MOSFET。这会在导通电阻(RDS(ON))上产生很大的热量，使得第二个MOSFET的温度升高，进而使该MOSFET的反向恢复电流在其关断时增大。第二个MOSFET中反向恢复电流的增大，将会导致第一个MOSFET的功耗和反向恢复电流增加。

这种正反馈效应会使MOSFET的温度不断升高，直到耗散热量与产生热量相等为止。

通常，典型MOSFET中内置的二极管的反向恢复电流都较大，因此，液晶电视厂家都采用半桥解决方案，使用串联阻隔二极管来防止内置二极管导通。

要解决液晶电视的功耗设计问题，可以采用飞兆半导体的Ultra FRFET^TM解决方案，其MOSFET采用出众的寿命控制工艺以大幅降低反向恢复电流。

Ultra FRFET具有如下优点：
- 软开关反向恢复特性
- 反向恢复电流小，保持良好的液晶电视EMI性能
- 栅极电荷(Qg)小，降低了导通和关断的开关损耗
- 具有更高的二极管dv/dt抗扰性(达20V/ns)，一般 MOSFET仅达到4.5V/ns
- 在高温高频条件下具有高可靠性

在液晶电视高压背光逆变器应用中，Ultra FRFET无需阻隔二极管和快速恢复二极管，也可以很好地工作，非常适合调光镇流器应用。

心急人：
这个问题其实很简单……有一点让我常常觉得奇怪，就是人们总爱把事情变得复杂化。如果你设计的是反馈回路，那么负反馈就是你忠实的朋友，对稳定性有好处；而正反馈则会把你的放大器变成一个震荡器。反馈回路使用的是反相放大器，相移为180度。但还有一些其它的因素会影响这个180度相移，如果影响过大，就会超过你的裕度，可能将友好的负反馈变成危险的正反馈。

除提到你的电源为电压模式控制外，你没给我任何有关电路的细节，但这不妨碍我回答你的问题。一个人智商很高(顺带一提，是181)有这个好处：对这类电路细节，即使你没有说清楚，我也几乎了如指掌。你使用了一个降压转换器，其输出有一个类似下图所示的LC电路：

图1：SPICE仿真

假设电容的ESR为零，该LC就是一个低通滤波器，其-3db拐点频率为：

 这是一个双极电路，因此其拐点频率以上的频响曲线斜率为-40dB/decade(12分贝/倍频程)。图1的SPICE仿真结果可看到这一点。请注意拐点频率附近的输出特征谐振“峰”(图中实线)和0到180度快速相位变化(图中虚线)。由于相位变化很快，回路很难稳定。该频率附近的任何信号都会很快变成正反馈信号。怎么了得！

作为经验之谈，当电路(指单极电路)处于最大相位滞后为90度的零增益时，频响曲线斜率最好为-20dB/decade (6分贝/倍频程)。那就要有办法将-40dB/decade变为-20dB/decade而不需增加任何成本。我们可用一个寄生元件来实现这样的频响…即借助电容的ESR来实现零增益时所希望的频响。

电阻RESR和电容CAP构成的RC电路的拐点频率为：

 在该拐点频率以上，频响曲线的斜率从-40dB/decade变成 -20db/decade….这正是零增益时我们想要的结果。就让我们来看看，在我们感兴趣的频率范围内增加一个适当的串联ESR(100毫欧)，频响会怎样?

图2：增加电容ESR

注意：现在的相位是按90度变化，而不是180度。

ESR最好小点，毕竟ESR上的损耗意味着能量浪费。因此，人们都喜欢ESR为零的电容(包括陶瓷电容)。不过，我们还必须考虑电源回路的设计。通常，这相当于在单零点(Type-2)补偿电路上添加一个电容来构成一个双零点(Type-3)电路。如果有机会的话，我很乐意在以后再详细讨论这种双零点补偿电路。另一个简化反馈电路的方法是使用电流模式控制(这种模式允许我们将输出等效成一个电流源，并将滤波电感从反馈回路去除。不过，这不是我们今天要谈论的话题)。

我很乐意解决你所有的问题，甚至包括那些与技术无关的问题。

所以我现在就回答你最后的问题：是否任何调整都得付出代价？的确如此。这可是个令人无奈的事实啊。

参考资料：
Abe Pressman’s Switching Power Supply Design (Second Edition) McGraw-Hill
Optimum Feedback Amplifier Design for Control Systems, Timothy E. Biesecker (http://www.venable.biz/tp-03.pdf)

随着家用电器、视听产品的普及，办公自动化的广泛应用和网络化的不断发展，越来越多的产品具有了待机功能，以随时满足使用者的要求。这些新产品、新技术在极大地方便我们生活的同时，也造成了大量的能源浪费。，“能源之星”等规范标准在致力于提升这些设备所用电源工作能效的同时，也注重提升轻载能效及降低待机能耗。

对于一个反激式开关电源而言，我们可以通过以下几个方面来提升轻载效率和待机功耗：

1. 开关MOSFET的损耗通常可以分为导通损耗、开关损耗、驱动损耗等。前两种是MOSFET的主要损耗。在轻载和空载情况下，原边电流的峰值和有效值都会明显降低，这时候的开关损耗是主导因素。而开关损耗与Vds电压、开关频率有着直接的关系。因此，减少MOSFET在轻载和空载时的损耗，可以通过使用QRC 模式的反激芯片和具有降频、间歇工作方式的芯片来实现；

2. 使用具有HV启动功能的芯片，这样可以避免启动电阻产生的损耗。另外，要选择合适的X电容泄放电阻；

3. 对反馈线路的优化。选择CTR高的光耦、低工作电流的基准431以及较大的输出电压取样电阻都可以一定程度的降低待机功耗。当然，同时也要考虑到对Dynamic的影响；

4. 对吸收线路的优化。传统的RCD嵌位线路会造成比较大的损耗，相对而言，使用TVS嵌位也可以提升轻载能效和待机功耗；
此外，使用ZFB比较大的芯片，以及优化变压器的设计也会起到一定的积极作用。

总之，提升反激式开关电源的轻载能效及降低待机功耗，需要对反激式拓扑线路做详细的分析，抓住每一个损耗的源头，一点一滴的累积并提高，才能最大限度的满足日益严格的需求。

LLC拓扑的谐振式变换器有着零电压开关、器件的电压应力低等特点，非常适合在一些高效大功率电源的应用上。近来随着LLC谐振式电源的广泛应用，越来越多的人问到我关于LLC变压器的设计问题，我在这里例举了几个有代表性的问题，供大家在设计的时候做参考。

- 变压器的饱和问题：
我的变压器设计的工作磁感应强度Bm并不高，为什么我的LLC变压器磁芯温度很高？
由于LLC变压器工作在LC谐振状态，LC谐振回路有个特点就是Q值问题，在这里Q值是大于1的，因而就会有实际加在变压器上的电压要比输入电压高的问题，因而在设计变压器的时候就必须考虑到这一点，否则变压器就不是工作在你设计的磁感应强度上。
由于输入电压高的时候，开关频率也比较高，谐振回路的增益也比较低，饱和的问题不大；但当输入是低压的时候，开关频率比较低，LLC谐振回路的增益较大，因而比较容易发生变压器饱和的问题。因而在计算变压器需要的最小匝数时，就必须乘上一个你设计的增益系数。考虑到漏感的影响，保守的做法还得乘上耦合系数的倒数。

- 线径的选择问题:
为什么老化的时候测到的绕组温度很高？
LLC变压器工作在高频模式下，交变磁场下的导体除了我们所熟知的趋附效应（Skin effect）外，还会反生一个接近效应（Proximity effect）。趋附效应是导体本身磁场对自己的影响，而接近效应是相邻导体产生的磁场对它的影响。和反激的变压器不同，LLC的变压器原边的绕组都绕在一边，电流都是同一个方向，随着绕组层数的增加，接近效应就愈发明显，因而我们就需要选用更细的线径和更多的股数来解决问题。

- 变压器原副边匝数问题:
为什么实际的工作频率和我设计的工作频率点偏离很多？
 这个问题牵扯的原因很多，不太好分析。但我观察很多设计过程中，大家都是先设计好原边的匝数后，根据变比来计算付边匝数。这样一来会有个问题，就是计算出来的付边匝数大都不是整数，大家都喜欢四舍五入来取整，这样就带来一个问题。由于付边的匝数很少，四舍五入引起的误差比率就会很大。在这里，我们可以根据计算出来的付边匝数选择一个合适的整数，通过变比反推原边的匝数，然后取整。由于原边的匝数较多，取整带来的误差就相对较小。

- 空载电压的问题:
为什么我的轻载电压或空载电压偏高很多？
 这个问题的因素也比较多。其中之一是当付边的绕组的匝数或层数较多的时候，层间或匝间寄生电容和付边的漏感发生一个寄生的振荡，轻载的时候，这个振铃的幅度会达到很高，导致输出电压比设计的要高许多。我们可以通过付边每绕一层后加绕一层胶带来减低寄生电容，正向的和反向的绕组不采用通常的并绕方式，而采用分层的绕法来抑制这种寄生振荡。
 
 今天就讲这么多了，谢谢大家。

最近做高效率电源的时候，常听到软切换(soft switching)这个名词。请问什么是软切换？为什么高效率电源都要做软切换呢(soft switching)?

亲爱的甄歆仁：

    我想这要先从功率损耗的观点来切入您的问题。既然要做高效率电源，那么降低功率损耗便是一个很重要的部份。对于半导体开关而言，功率损耗主要来自于传导损失（conduction loss）和切换损失（switching loss）。一般没有对切换方法做特殊处理的转换器，常用的返驰式转换器（Fly-back converter）或顺向式转换器（Forward converter），主开关在切换的时候，必须中断当时流过整个功率组件的电流，因此会产生很高的切换应力，乃至正比于切换频率的切换损失。这种损失在现今追求轻、薄型的高效率电源趋势下，会显得更加严重。

图一，开关切换时电压电流交越的功率损失

为了降低重量缩小体积，切换频率的提高是必然的结果，但随之而来的就是较高的切换损失所造成的散热问题。

 切换损失可以分为以下三种：1. 电压电流切换时的交越损失；2.半导体开关上的寄生电容损失；3.半导体开关逆向回复时间的损失。

图二 导通时切换损失

图三 截止时切换损失

无论是以上哪种损失，均与切换当时的电压以及电流有着不小的关联。既然如此，那我们利用特殊的控制方式或是拓朴结构，降低在切换当时开关上的电压电流，就可以达到降低切换损失的目的。而这种降低切换时开关电压或电流的方法就统称软切换（Soft-switching），其中又可分为波谷切换（Valley switching），零电压切换（Zero voltage switching）以及零电流切换（Zero current switching）等。

 那么，为什么高效率电源都要做软切换呢？我想答案很显而易见。对于相同的组件以及输出功率下，理论上采用软切换可以有效的降低开关组件上的损失，损失减少了，自然效率就能够提高。目前很多IC厂都有出各种控制方式的IC以达到降低切换损失的目的，以Fairchild为例，有波谷切换的FAN6300A，FAN6921MR，零电压切换则有FAN7621、FSFR-series for LLC、FSFA-series for AHB等。若你有兴趣，详细的控制方式下次我们再探讨吧。

飞兆半导体在每一期Benchmarks季刊中都会介绍用于功率和模拟应用的新产品、窍门和工具。在2010年第一期Benchmarks的“Engineering Connections”专栏中，我们将探讨采用反激式拓扑的高效解决方案如何能够满足现今全球范围的降低电源功耗之需求。

外部电源适配器是大部分小型电器必备的配件，而根据行业预测，目前全球使用的电源适配器多达32亿个。

由于节能业已成为全球关注的课题，规管机构正在寻找所有能够“实现环保”的方法，并已制订标准，规定笔记本电脑电源等产品必须达到较高的能效水平。业界已公认反激式拓扑无论在成本和技术方面都具备相当的优势，是能够为这些产品提供脉宽调制(PWM)功率转换的高效解决方案。飞兆半导体全面的PWM控制器产品系列，正好能够提升反激式转换器的性能。

飞兆半导体了解到全球对节能的关注，开发了一系列PWM控制器产品，可让笔记本电脑电源设计人员满足严苛的国际节能规范要求，包括强制要求工作模式下最低平均效率达到87%的能源之星(ENERGY STAR)外部电源 (External Power Supply, EPS) 2.0版规范。

相比其它替代解决方案，集成式PWM控制器(如FAN6754)可为设计人员提供高启动电压，将轻负载条件下的能效提高25%。同时，它还并入了过压、过流与过热保护功能，以及电压过低和线路补偿功能，可以省去外部保护电路。飞兆半导体PWM控制器的其它优势还有能够降低EMI多达5-10 dB的抖频(frequency hopping)功能，以及内部软启动(8ms)功能以减低MOSFET在启动时的电压应力。

此外，飞兆半导体的PWM控制器加入了数项设计功能，能够降低笔记本电源适配器的总体功耗，例如提供关断时间调制以连续减低轻负载条件下的开关频率的专有绿色模式功能。飞兆半导体的PWM器件内置了多种稳健、精确的保护功能，可保护电源和负载避免故障，而且完全无需增添外部组件或电路。

从现在开始的几年里，82+和85+ ATX电脑电源的市场占有率将会接近50%。就目前的方案而言80+到82+较容易实现，85+以上的方案仍具有一定的挑战性。LLC和AHB作为主电源的方案是较易达到效率要求，但是技术门槛较高，可靠性对设计者要求较高，而普通CCM PFC，双管正激主电源加上同步整流输出的方案则较易设计。

PFC和主电源PWM可以采用集成的FAN4800A/C,FAN4801/2系列，主电源产生一个主输出，主输出经过同步整流的DC/DC产生3.3V和5V，如使用双路DC/DC控制器SG1577A。主输出亦采用同步整流，控制方式有两种：一种是驱动信号来源于二次侧，与一次侧没有物理连接，但是这种方式可控性稍差，效率可能达不到最好；另一种是驱动信号来源于一次侧PWM输出，并经过延时处理，采用隔离驱动变压器输出控制次级MOSFET，这种方式的好处是同步可控很好，效率和可靠性都容易得到保证。目前可以采用FAN6210采集主PWM信号，然后产生双管正激驱动信号和输出同步整流延时信号即可。

整个方案控制简单，技术门槛很低，设计容易，效率和可靠性都得到保证。

你好。听说上海市明年将启动“千万节能灯进家庭”活动，在全市推广使用节能灯1000万只以上；而2009年上海已经向社区和家庭推广约400万只节能灯了。看来节能灯的市场前景广阔。针对此应用Fairchild有什么具体的方案吗？
“Question Boy”

Question Boy, 你好：

节能灯CFL（Compact Fluorescent Lamp）市场前景确实非常广阔。与传统的白炽灯相比，CFL具有明显的节能优势，能降低高达80%的能耗。因此，节能灯在民用和商业领域广受欢迎，世界各国也都在禁用白炽灯，大力推广CFL。据有关调研公司预测，各类CFL产品的年销量到2012年有望突破50亿件。

Fairchild在LED、CFL、LFL以及HID等照明类的应用上都有全面的、成熟的方案。针对CFL应用，我们有FAN7711和FAN7710V等产品。前者是一颗专用的控制芯片，可以配合外部MOSFET来实现CFL Ballast系统的设计；后者是一颗控制芯片与两颗MOSFET集成的产品，相对来说，这种高度集成的产品可以减少外围元器件的数量并且节省空间。这对CFL的设计是相当重要的，因为它们对体积都有着非常高的要求。这些产品还有很多共同的特点：通过选择合适的CPH(preheating time set capacitor)电容来调整预热、启动时间，进而可以延长灯的寿命；在启动以后以ZVS模式工作；无需外围器件就可以实现“开灯”(open-lamp)状态的检测以实现保护等等。

另外，我们还有FAN7387V、PFC 控制芯片以及多种规格的MOSFET可供CFL设计选择.有兴趣见面一起讨论一下？
Dr. Efficiency