 |
作者：Alfred Hesener
虽然能效和行业标准是光伏逆变器技术发展的主要推动力，但可靠性也是一个重要的因素。
现代环保建筑的最新趋势是蓝色 ── 更正确来说应该是深蓝色的太阳能板。即使是经济危机和各国政府降低可再生能源的收购价格，也无阻这个发展势头。
现在，这些太阳能发电系统的拥有者已不在乎太阳能板会不会影响建筑外观，而是关注如何提高系统的发电量和可靠性。(不要忘记，在1990年代，所谓“能效”是指在整个系统寿命期间产生超过7000功率温度周期(power temperature cycle)而已！)
《为电网注入绿色能源》一文 (英文版) 将讨论良好可靠的电源开关如何为绿色电源建立关键的基础。
Efficiency 博士：
您好！请问一下，当我在顺向式转换器架构上使用同步整流线路的时候，为什麽使用耐电流较大及RDSON较低的同步整流MOSFET之後，效率却没有显着提升呢？耐电流大以及RDSON低的MOSFET，不是应该提升效率吗？这是什麽缘故？
王小明：
您好！您的观念是没错的，但是也只讲对一半。关於这个问题，我们必须从两个方面来切入。
以半导体开关而言，所谓的功率损耗主要来自於两个方面，一个是传导损失(conduction loss) 另一个是切换损失(Switching loss)。传导损失分来自: RDSON的损失与ID在dead time区间流经body diode的损失。切换损失的成份大略可以分为三种：来自於MOSFET从截止到导通以及导通转态到截止时电流与电压的交越，寄生电容Coss在切换上的能量损耗，以及MOSFET的body diode本身trr时间造成的影响。
传导损失
1. PLoss,conduction = I2DS-conduction, RMS * RDS,ON
2. PLoss,conduction = IDS-dead time, RMS * VSD
切换损失
1. PLoss,switching, 1 = fswitching * ∫0total VDS * IDdt
2. PLoss,switching, 2 = ½ CossVDS2fswitching
3. PLoss,switching, 3 = ¼ IDStrrVDSfswitching
由上列式子可以看出来，切换损失与切换频率有着相当的关联性。又，对於在dead time区间的传导损失来说，因为dead time通常为固定，故此损失比重将会随着切换频率提高或降低而改变。一般而言，在固定功率输出下，频率越高则切换损失所占的成份越大，而频率降低的时候传导损失所占的比例增加。
以切换损失成份分析而言，在同步整流架构中，由於在MOSFET导通前body diode会先被飞轮电流给导通，一般而言body diode的导通压降均小於2V，故式(1)的成份所的影响不大。
式(2)代表的是MOSFET上寄生电容对於切换的影响，由於Coss为汲极到源极的等效电容，其上的跨压为Vds上所承受的跨压相等，此损失将与切换频率以及Vds跨压成正比。若要验证是否大部分的损失来自於Coss，我们可以在汲极到源极端并联小电容使两颗MOSFET的Coss接近，利用算式分析即可了解效率是否因此而无法显着提升。
最後，在顺向式半桥架构，二次侧电流常保持在连续电流模式下，故trr对於切换损失的影响也不容小觑。要分辨是否效率无法提升的原因是源於trr的影响，我们可以在整流MOSFET端并联一个萧特基二极体(schottky diode )，若是并联之後发现效率明显提升了，那麽在选用SR MOSFET时候，挑选trr较低的MOSFET会有比较好的效果。
那麽，回到你的问题，以同系列的MOSFET而言，RDSON越低带来较大寄生电容值。举例来说，Fairchild的FDP047N10和FDP100N10，FDP047N10的RDSON为4.7mohm，Coss为1500pF；FDP100N10的RDSON为10mohm但Coss为710pF。换句话说，在切换频率较高的情况下，尽管FDP047N10的RDSON较低，但较大的Coss带来的切换损失也会提高，其他诸如Qg等参数以及MOSFET本身寄生二极体的参数也会影响整体功率消耗的表现，使得效率未必会因为Rds的降低显着提升。所以在选用MOSFET上，除了RDSON为考量依据外，寄生元件特性也是一个很重要的因素呢！
不知道这样解释您是否满意？
唉啊～我的咖啡瘾又犯了，一起喝一杯吧？
Efficiency博士：
您好！为什么我设计的电源会出现输出占空比一大一小呢？占空比大的脉冲基本上达到最大导通时间，仅占空比小的脉冲还有调整的能力。我用的是UC3842的PWM控制芯片，我检查了反馈信号和输入电压都很平滑。这种现象是不是我PCB布板不合适导致干扰的缘故？它有什么坏处？该如何解决这种问题。 －张先生
张先生：
您好！基于你使用的电路架构，你的电源采用的是峰值电流模式PWM，我觉得应该是出现了次谐波振荡现象。
峰值电流模式PWM控制技术具有优越的负载调整特性和抗输入干扰能力，容易实现限流或过流保护，反馈系统比较稳定且易于补偿，因而应用得非常广泛。但峰值电流模式PWM有个特点，当占空比超过0.5且处于CCM模式时，电感电流上升的曲线和控制电平的夹角要小于下降曲线同控制电平间的夹角时，这时候从几何计算上来看，假设上一个周期电感初始电流反生一个小小扰动，到下个周期开始时，电感电流扰动是增大的，这样扰动经过几个开关周期的逐渐积累后，最后就会出现占空比一大一小的现象，这就是我们说的次谐波振荡。它是采用峰值电流模式PWM的开环系统本身所具有的特点，并不是由于反馈问题或PCB布板导致的干扰。从这里我们也可以知道，并不是D<0.5就不会发生次谐波振荡，而是取决于电感电流上升和下降曲线同控制电平的夹角大小问题。
次谐波振荡现象会导致系统开环不稳定、抗干扰能力变弱，严重的情况下，导致等效的开关频率减半、输出功率下降。因而可以让设计的占空比<0.5，或引入斜坡补偿。斜坡补偿就是在检测到的电流信号里叠加一个固定斜率的斜坡信号，或者在控制电平里叠加一个反向的斜坡信号，来加大电流信号同控制电平相交的夹角，减少次谐波振荡的发生，扩大可用的占空比范围。
但是斜坡补偿量过大将使系统失去峰值电流模式PWM的优点，而特性随着补偿量的加大则越趋近于电压模式PWM，因而设计合理的斜坡补偿量是关键。为了方便工程师设计，Fairchild新一代FAN675X系列峰值电流模式PWM IC就内置了斜坡补偿功能，这样你在设计上就可以更大范围地选择占空比，而且IC在最大占空比上做了限制，这样即使发生次谐波振荡时，次谐波振荡的情况也会比较轻微，对系统的影响也就比较小。这样你就不用再为增加谐波补偿而费脑筋了。
好了，不知道我这样解释你满意不。一起喝杯咖啡？
