作者：技术行销部经理钱家法
从现在开始的几年里，82+和85+ ATX电脑电源的市场占有率将会接近50%。就目前的方案而言80+到82+较容易实现，85+以上的方案仍具有一定的挑战性。LLC和AHB作为主电源的方案是较易达到效率要求，但是技术门槛较高，可靠性对设计者要求较高，而普通CCM PFC，双管正激主电源加上同步整流输出的方案则较易设计。
PFC和主电源PWM可以采用集成的FAN4800A/C,FAN4801/2系列，主电源产生一个主输出，主输出经过同步整流的DC/DC产生3.3V和5V，如使用双路DC/DC控制器SG1577A。主输出亦采用同步整流，控制方式有两种：一种是驱动信号来源于二次侧，与一次侧没有物理连接，但是这种方式可控性稍差，效率可能达不到最好；另一种是驱动信号来源于一次侧PWM输出，并经过延时处理，采用隔离驱动变压器输出控制次级MOSFET，这种方式的好处是同步可控很好，效率和可靠性都容易得到保证。目前可以采用FAN6210采集主PWM信号，然后产生双管正激驱动信号和输出同步整流延时信号即可。
整个方案控制简单，技术门槛很低，设计容易，效率和可靠性都得到保证。
作者：技术行销部资深工程师王仁波
EFFICIENCY博士：
你好。听说上海市明年将启动“千万节能灯进家庭”活动，在全市推广使用节能灯1000万只以上；而2009年上海已经向社区和家庭推广约400万只节能灯了。看来节能灯的市场前景广阔。针对此应用Fairchild有什么具体的方案吗？
“Question Boy”
Question Boy, 你好：
节能灯CFL（Compact Fluorescent Lamp）市场前景确实非常广阔。与传统的白炽灯相比，CFL具有明显的节能优势，能降低高达80%的能耗。因此，节能灯在民用和商业领域广受欢迎，世界各国也都在禁用白炽灯，大力推广CFL。据有关调研公司预测，各类CFL产品的年销量到2012年有望突破50亿件。
Fairchild在LED、CFL、LFL以及HID等照明类的应用上都有全面的、成熟的方案。针对CFL应用，我们有FAN7711和FAN7710V等产品。前者是一颗专用的控制芯片，可以配合外部MOSFET来实现CFL Ballast系统的设计；后者是一颗控制芯片与两颗MOSFET集成的产品，相对来说，这种高度集成的产品可以减少外围元器件的数量并且节省空间。这对CFL的设计是相当重要的，因为它们对体积都有着非常高的要求。这些产品还有很多共同的特点：通过选择合适的CPH(preheating time set capacitor)电容来调整预热、启动时间，进而可以延长灯的寿命；在启动以后以ZVS模式工作；无需外围器件就可以实现“开灯”(open-lamp)状态的检测以实现保护等等。
另外，我们还有FAN7387V、PFC 控制芯片以及多种规格的MOSFET可供CFL设计选择.有兴趣见面一起讨论一下？
Dr. Efficiency
作者：Alfred Hesener
虽然能效和行业标准是光伏逆变器技术发展的主要推动力，但可靠性也是一个重要的因素。
现代环保建筑的最新趋势是蓝色 ── 更正确来说应该是深蓝色的太阳能板。即使是经济危机和各国政府降低可再生能源的收购价格，也无阻这个发展势头。
现在，这些太阳能发电系统的拥有者已不在乎太阳能板会不会影响建筑外观，而是关注如何提高系统的发电量和可靠性。(不要忘记，在1990年代，所谓“能效”是指在整个系统寿命期间产生超过7000功率温度周期(power temperature cycle)而已！)
《为电网注入绿色能源》一文 (英文版) 将讨论良好可靠的电源开关如何为绿色电源建立关键的基础。
Efficiency 博士：
您好！请问一下，当我在顺向式转换器架构上使用同步整流线路的时候，为什麽使用耐电流较大及RDSON较低的同步整流MOSFET之後，效率却没有显着提升呢？耐电流大以及RDSON低的MOSFET，不是应该提升效率吗？这是什麽缘故？
王小明：
您好！您的观念是没错的，但是也只讲对一半。关於这个问题，我们必须从两个方面来切入。
以半导体开关而言，所谓的功率损耗主要来自於两个方面，一个是传导损失(conduction loss) 另一个是切换损失(Switching loss)。传导损失分来自: RDSON的损失与ID在dead time区间流经body diode的损失。切换损失的成份大略可以分为三种：来自於MOSFET从截止到导通以及导通转态到截止时电流与电压的交越，寄生电容Coss在切换上的能量损耗，以及MOSFET的body diode本身trr时间造成的影响。
传导损失
1. PLoss,conduction = I2DS-conduction, RMS * RDS,ON
2. PLoss,conduction = IDS-dead time, RMS * VSD
切换损失
1. PLoss,switching, 1 = fswitching * ∫0total VDS * IDdt
2. PLoss,switching, 2 = ½ CossVDS2fswitching
3. PLoss,switching, 3 = ¼ IDStrrVDSfswitching
由上列式子可以看出来，切换损失与切换频率有着相当的关联性。又，对於在dead time区间的传导损失来说，因为dead time通常为固定，故此损失比重将会随着切换频率提高或降低而改变。一般而言，在固定功率输出下，频率越高则切换损失所占的成份越大，而频率降低的时候传导损失所占的比例增加。
以切换损失成份分析而言，在同步整流架构中，由於在MOSFET导通前body diode会先被飞轮电流给导通，一般而言body diode的导通压降均小於2V，故式(1)的成份所的影响不大。
式(2)代表的是MOSFET上寄生电容对於切换的影响，由於Coss为汲极到源极的等效电容，其上的跨压为Vds上所承受的跨压相等，此损失将与切换频率以及Vds跨压成正比。若要验证是否大部分的损失来自於Coss，我们可以在汲极到源极端并联小电容使两颗MOSFET的Coss接近，利用算式分析即可了解效率是否因此而无法显着提升。
最後，在顺向式半桥架构，二次侧电流常保持在连续电流模式下，故trr对於切换损失的影响也不容小觑。要分辨是否效率无法提升的原因是源於trr的影响，我们可以在整流MOSFET端并联一个萧特基二极体(schottky diode )，若是并联之後发现效率明显提升了，那麽在选用SR MOSFET时候，挑选trr较低的MOSFET会有比较好的效果。
那麽，回到你的问题，以同系列的MOSFET而言，RDSON越低带来较大寄生电容值。举例来说，Fairchild的FDP047N10和FDP100N10，FDP047N10的RDSON为4.7mohm，Coss为1500pF；FDP100N10的RDSON为10mohm但Coss为710pF。换句话说，在切换频率较高的情况下，尽管FDP047N10的RDSON较低，但较大的Coss带来的切换损失也会提高，其他诸如Qg等参数以及MOSFET本身寄生二极体的参数也会影响整体功率消耗的表现，使得效率未必会因为Rds的降低显着提升。所以在选用MOSFET上，除了RDSON为考量依据外，寄生元件特性也是一个很重要的因素呢！
不知道这样解释您是否满意？
唉啊～我的咖啡瘾又犯了，一起喝一杯吧？
作者：技术行销部经理李安裕
Efficiency博士：
您好！为什么我设计的电源会出现输出占空比一大一小呢？占空比大的脉冲基本上达到最大导通时间，仅占空比小的脉冲还有调整的能力。我用的是UC3842的PWM控制芯片，我检查了反馈信号和输入电压都很平滑。这种现象是不是我PCB布板不合适导致干扰的缘故？它有什么坏处？该如何解决这种问题。 －张先生
张先生：
您好！基于你使用的电路架构，你的电源采用的是峰值电流模式PWM，我觉得应该是出现了次谐波振荡现象。
峰值电流模式PWM控制技术具有优越的负载调整特性和抗输入干扰能力，容易实现限流或过流保护，反馈系统比较稳定且易于补偿，因而应用得非常广泛。但峰值电流模式PWM有个特点，当占空比超过0.5且处于CCM模式时，电感电流上升的曲线和控制电平的夹角要小于下降曲线同控制电平间的夹角时，这时候从几何计算上来看，假设上一个周期电感初始电流反生一个小小扰动，到下个周期开始时，电感电流扰动是增大的，这样扰动经过几个开关周期的逐渐积累后，最后就会出现占空比一大一小的现象，这就是我们说的次谐波振荡。它是采用峰值电流模式PWM的开环系统本身所具有的特点，并不是由于反馈问题或PCB布板导致的干扰。从这里我们也可以知道，并不是D<0.5就不会发生次谐波振荡，而是取决于电感电流上升和下降曲线同控制电平的夹角大小问题。
次谐波振荡现象会导致系统开环不稳定、抗干扰能力变弱，严重的情况下，导致等效的开关频率减半、输出功率下降。因而可以让设计的占空比<0.5，或引入斜坡补偿。斜坡补偿就是在检测到的电流信号里叠加一个固定斜率的斜坡信号，或者在控制电平里叠加一个反向的斜坡信号，来加大电流信号同控制电平相交的夹角，减少次谐波振荡的发生，扩大可用的占空比范围。
但是斜坡补偿量过大将使系统失去峰值电流模式PWM的优点，而特性随着补偿量的加大则越趋近于电压模式PWM，因而设计合理的斜坡补偿量是关键。为了方便工程师设计，Fairchild新一代FAN675X系列峰值电流模式PWM IC就内置了斜坡补偿功能，这样你在设计上就可以更大范围地选择占空比，而且IC在最大占空比上做了限制，这样即使发生次谐波振荡时，次谐波振荡的情况也会比较轻微，对系统的影响也就比较小。这样你就不用再为增加谐波补偿而费脑筋了。
好了，不知道我这样解释你满意不。一起喝杯咖啡？
作者：技术行销部经理钱家法
在中国，目前LED路灯的功率段大约是100~250W,能够正确使用LED的情况下，此路灯的优点就不必再啰嗦了。那我们就说说为了实现它的优点我们能做些什么。高效率，大功率密度，高可靠性，高性价比自然就是首要的考虑因素。
对于照明，不太高的功率都已经对PFC有要求，大功率的情况下，PFC级加上DC/DC级已经成为较为通行的方法，我国的电网电压是220V，在效率和性价比的平衡下，临界导通方式PFC自然成为首选，如FAN7530、FAN6961。只需使用很少的零件。Rds(on)很低的MOSFET系列，如SupreMOSTM，更能减少开关和导通损耗。可用在升压输出的，Vf较低的HyperFAST 2高压二极管系列也能减少其本身导通损耗。
至于后级DC/DC的拓扑，选择似乎很多，如准谐振，双管正激，有源箝位，LLC，不对称半桥（AHB）等等。驱动电源的输出通常比较高，在100W左右情况下，准谐振搭配同步整流就可实现高达92.5%的整机效率，而且Fairchild还将准谐振和临界导通方式PFC集成在一个封装里（FAN6921），周边零件更少，控制更简单。另一种更受欢迎的拓扑自然是零电压开关了，LLC和不对称半桥（AHB）都能使用非常简单的电路结构实现两个桥臂零电压工作，而使用集成漏感则进一步降低电路的复杂程度，Fairchild更提供了控制器与两个MOSFET封装在一起的高集成度方案（LLC：FSFR系列，AHB：FSFA2100），外围零件非常少，内部MOSFET的体内二极管更具有快速恢复特性，减小桥臂直通的机会，使得我们享受高效率的同时得到更高的可靠性。输出电压较高时LLC更有优势，输出电压较低时，不对称半桥（AHB）更易于实现自驱动同步整流，两者效率都可达93~94%以上。
以上的方案只用很少零件，高的集成度实现了高效率，提高了功率密度，有效减小散热，自然可靠性也得到提高。
作者：应用工程师Ed Suckow
医疗电子设备借助手机功能的普及而发展
远程医疗(Telehealth)、 电子医疗(E-Health) 、无线医疗(Wi-Health) 等等…便携设备已经改变了我们的生活和交流方式，而未来便携医疗电子设备也会产生同样的效应。由于基础设施发展现状所限，手机要身兼两职，成为一种无线诊断工具或许还需几年时间，但在医疗电子设备上引进某些手机功能，则会产生立竿见影的效果。本文将讨论几个值得研究的关键设计问题。
手机现在可说是无处不在，而用户都了解它的一些功能，如图像分辨率、音频保真度、插接外设和无线外设等。便携医疗设备厂家其实已经注意到这些功能，但由于IEC规范的限制，以及产品设计周期较长，要在现有的医疗设备上实现这些功能并不是件容易的事。雖然手机的功能被移植到便携医疗设备上只是時間早晚的问题，不过设计人员现在可以關注以下几个关键事项。
电源
电源是一个首要问题。众所周知，除非有一种成熟的替代方案，否则我们有好一段时间仍然得依靠电池。手机的3.7V锂离子电池的产量出现了惊人数目的增长，并且推动了集成电路产业开发新的DC/DC产品，其中包括最大输入电压为5.5V的各种集成式同步降压器件，以及众多的充电方案。我们大可把那些电压达6-9V的C123堆叠电池置之不理，因为面前还有很多集高性能和低成本优势于一体的出色的电源解决方案可供选择。
I/O
USB端口在手机中越来越重要，便携医疗设备行业也认识到采用USB端口所带来的好处。然而，增加这种端口并同时符合行业的IEC60601标准却是一件困难的事(这需要在数据引脚或物理层之后加入光耦合或磁隔离)。幸好，现在已有各种简单的电荷检测IC，可为产品增添USB电源和实现过压保护(Over Voltage Protection, OVP)。
USB设备能够最大限度地减少医疗设备的外部端口数目，并可将音频、视频和传感等信号以多路复用的方式接到一个共享连接端口上。如果急需从医疗设备上加入数据输出功能，同时又要最大限度地减小对计划流程的影响，可以考虑增加一个外接SDIO存储器端口。这是一种能够缩短产品开发周期的双赢解决方案，通过使用微控制器的一个可用端口，为用户提供一个熟悉而成熟的存储器端口。
封装
便携医疗设备每每空间有限，而鉴于手机所使用的先进封装技术已非常普及，故也可用于便携医疗产品中。市面上已有采用凸块芯片级封装(Chip Scale Packaging, CSP) 和成熟的模塑无脚封装 (MLP)、尺寸小于1×1mm的IC，例如是简单的P沟道MOSFET或新的 I2C电平转换器。当然你得了解，你的厂家是否喜欢引脚？会否考虑采用SOT-923F封装呢？
手机采用了平台概念，而医疗设备则才刚开始采用平台来缩短开发周期，并進行广泛的测试。各大医疗电子设备研讨会亦开始讨论这些课题，读者不妨留意在可見未来，半导体厂商將提供更多的产品解决方案。
FAE博士：
你好！我注意到你们的许多竞争对手在参考设计中都没有使用反馈回路，而你们某些器件也没有反馈回路 (例如微型0.6A 6MHz FAN5361稳压器 http://www.fairchildsemi.com/pf/FA/FAN5361.html) 。但是另外一些器件，如全新4A集成式稳压器FAN21SV04 (http://www.fairchildsemi.com/pf/FA/FAN21SV04.html) 却使用了外部反馈回路。我想知道这是为什么呢？如果可以选择的话，我可不想在外部部件和复杂的电路分析方面浪费时间。所以如果你们不生产带有反馈回路的器件，我的生活就幸福多了。 — 郝马凡
郝马凡先生：
如果你只是想过所谓的幸福生活，你大可以将我们的器件连接到一个运作良好的负载上，使用运作良好的电源， 而我们就卖给你一堆采用华丽封装的昂贵电阻，大赚一笔。(笑)
言归正传，大多数提供稳定输出的器件都带有反馈回路，用作控制和提升稳定性。而某些时候，这一反馈回路会埋藏在器件内部…….这样，我们便会设计一个控制回路，以确保在客户的任何电路中都运作良好。即使一个简单如低压降 (LDO) 稳压器的器件，也具有一个来自输出的反馈回路，以控制信道晶体管的传导。而这正是负载运作不佳、电路板布局不良或旁路电容器选择不当时，输出能够极少发生振荡的原因所在。在反馈回路中，我们总是试图平衡响应的突出性 (稳压器会响应负载变化的速度)，在温度变化、器件变更、最差电路和器件影响的情况下保持稳定性。不过，这也会带来了某些人感觉不良的波特图 (Bode plot)、相位/增益裕量。
因此，如果你在设计中使用FAN21SV04这样的器件，并用到外部反馈回路组件，我们就是为你提供了这种服务：让你可以调整反馈补偿以满足设计的瞬变要求。这样说，我希望你会同意我们的见解：加入反馈回路将使你的生活变得更加幸福。
不好意思，我有约，得出门了……
“FAE博士，你们许多电源控制器都具有电压前馈功能，请解释一下它的优点好吗？”– 布晓德
布晓德：
谢谢您的提问。
我的智商高达181，解释电压前馈的优势当然没问题了。而且，我还知道你接下来要问什幺，所以我将会详细说明……
今天早上，我在咖啡店一边喝着热咖啡，一边阅读Kreck 和Lück撰写的一篇关于Novikov猜想 (几何和代数) 的评论，其中有这幺一段：
最后，我们要提出任意整数n定理16.2的证明。我们的想法是采用归纳法，如果f是 Tn X P 上的一个微分同胚 (diffeomorphism)，而P是一个连通流形，那幺同样的命题在 Nn-1 X P上也成立。
我的想法可用Erickson 和Maksimovich在 《功率电子基础》(Fundamentals of Power Electronics)中给出的一个转换函数更清楚地表达出来：
从这个公式可以清楚地看出，输入电压不是变量，即这里包含了一个假设：输入电压不变。增加输入电压变量将使转换关系变得很复杂。
“可是，博士，我觉得你这个解释不太好懂呢。”
- 布晓德
布晓德：
那好吧，我就不用这个简单明了的公式了。DC-DC转换器的控制回路是这样运作的，对输出电压进行采样，并调节电源系统的脉冲宽度调制 (PWM)；而控制回路的作用则是：如果输出电压改变，那幺我们就调节电源来抵消这种变化，从而保持输出电压的稳定。
然而，如果输入电压有变化，电源也必须响应这种变化。我们可以等待输入电压变化的影响在电源输出端出现，然后采取措施。但若能采用某种直接的且不增加反馈回路复杂性的控制方法来监视输入电压，并立即调节PWM，不必等到输出电压出现变化，那岂不是更好？
这正是电压前馈技术的优势所在。
我们的方法是让输入电压直接调制PWM脉冲上升沿的坡度。输入电压增加，上升沿坡度也增加，更快地与反馈信号交叉，从而缩短输出控制脉冲。这样你明白吗？因此，增加输入电压将会减小PWM控制信号偏离到输出电压控制回路之外。
好了，不好意思，我现在想打个打盹了……
我们先向大家介绍我们的新博客作者Fred A. Engleberry博士(FAE博士)，他持有 Muckton Institute of Talknology 學院(簡稱MIT) 的博士学位，在应用科技领域拥有数以月計的宝贵经验。我们很高兴邀请FAE博士来回答世界各地客户的问题。
这次我们将解答General Specificies Inc.的康步清先生 的问题：“为什么我的FET老是搞不好？” 就让我们将这个问题交给FAE博士。
康步清，首先你可能以为我们会仔细查问许多关于设计的恼人问题，例如：现在的运作频率是多少？栅极驱动电路的设计如何？负载是什么？电源电压如何？有些设计工程师可能会试图找出设计是否超过器件可能承受的范围，所以出现雪崩状况，又或是栅级驱动是否不充足或发生振荡、负载是否为感性、电压尖刺是否过于接近栅极或漏极上的击穿电压，或者是总体封装功耗是否过大，诸如此类……
然而，我们要说的是，只要一看你的电路图和材料清单，便不难发现问题所在：根据电路图中所标注，你的设计栅级电阻R42，应当为1ohm，但是材料清單上显示的电阻值却有1,000 ohm。当你使用数值合适的电阻来代替这个电阻，便会发现FET导通和关断的上升和下降时间都会变得合理，而且更可以避免栅极振荡，這樣你的FET设计自然变得稳健可靠。
需要更多FET的信息嗎？请访问MOSFET网站http://fairchildsemi.com/products/mosfets/index.html